《电子电路大全(PDF格式)》第108章

电路频率特性分析用LEVEL3SPICE模型参数：
。MODEL　nmos　NMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=500， VMAX=2。0E5， PHI=0。6， GAMMA=0。5，
＋NSUB=2。5E16， VTO=0。7， NFS=8。2E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。5E…10， CJSW=2。5E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=2。5E…4， PB=0。9， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=600E…27 AF=0。8 NLEV=2 RS=600
＋RD=600 ETA=0。05 KAPPA=0。007 THETA=0。06
＋ACM=2 XJ=2。7E…7 DELTA=0。7
。MODEL　pmos　PMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=165， VMAX=2。7E5， PHI=0。80， GAMMA=0。75，
＋NSUB=5。5E16， VTO=…0。7， NFS=7。6E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。75E…10， CJSW=3。4E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=3。7E…4， PB=0。8， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=400E…27 AF=1。0 NLEV=2 RS=1200
＋RD=1200 ETA=0。12 KAPPA=1。5 THETA=0。135
＋ACM=2 XJ=2。3E…7 DELTA=0。3
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9。2　共源放大器
为了进行高频分析，图　1　中共源放大器的小信号等效电路如图　2　所示。这里，Cgs1　是　
M1　的栅极－源极电容。注意，我们已经假设输入源极的输出电容可以忽略。电容C2　由M1　
和　M2 的　漏　极　－　衬　底　电　容　与　负　载　电　容　CL　的　并　联　组　成　。　CL　一　般　占　主　导　地　位　。　
图　9…1　电流源负载共源放大器 图　9…2　共源放大器高频分析的小信号模型
在高频下分析电路可使用节点分析。在节点v1，我们把所有离开节点的电流相加并设　
置总和为零，得到
v （G　＋sC ＋sC ）…v G …v sC =0　
1 in gs1 gd　1 in　in out gd　1 （9…1）
G =1/　R　
其中： in in 。而且，在输出节点有
v （G ＋sC ＋sC ）…v　sC ＋g v =0　
out 2 gd1 2 1 gd1 m1　1 （9…2）
v =v　
1 gs　1　
其中： 。
解式（9…1）和式（9…2）得
C　
…gm1R2　（1…s gd　1　）　
vout gm1　
=　
1 2　
v ＋sa　＋s　b　
in （9…3）
其中
a　=Rin Cgs1　＋Cgd　1　（1＋gm1R2　）＋R2　（Cgd　1　＋C2　）　
（9…4）
且
b　=R R （C C ＋C C ＋C C ）　
in　2 gd1　gs1 gs1　2 gd1　2 （9…5）
在增益开始下降但仍然远大于　1　的频率下，分子的一阶项…s　（Cgd　1　/　gm　1　）， 以　
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2　
及分母的二阶项s　b　可以忽略。对于这种情况有
vout …gm1R2　
A s　= ≈　
（　）　
vin 1＋s　｛Rin Cgs1　＋Cgd　1　（1＋gm1R2　）＋R2　（Cgd　1　＋C2　）｝　
（9…6）
低频增益正如期望的为　…gm1R2　。让s　=　jω…3dB ，解得
1　
A　（jω…3dB　）　=　
2 （9…7）
得
1　
ω ≈　
…3dB　Rin Cgs1　＋Cgd　1（1＋gm1R2　）＋R2　（Cgd　1　＋C2　） （9…8）
有趣的是，－3dB频率下的结果与使用零值时间常数分析技术＇Gray，1993＇的结果相同。　
在这个技术中，通过假设其它所有电容器为零，计算出每个电容器的时间常数，在问题中　
用电压源代替电容器，再用电压源与从电压源流出的电流的比来计算出那个电容器看到的　
电阻。电容器看到的时间常数就是电容乘以那个电容看到的电阻。整个电路－3dB的频率为　
1　除以单个电容时间常数的总和。对于共源放大器，Cgs1　看到的电阻是输入源极阻抗Rin，　
Cgd1　看到的电阻为　Rin （1＋g　m1R2　）＋R2　，C2　看到的电阻是R2。
R R　
除非 in 2 ，式（8…8）分母的第一项一般起主要作用，有
1　
ω ≈　
…3dB　Rin Cgs1　＋Cgd　1（1＋A）　
（9…9）
A　=g R Cgd　1　（1＋A）　
其中： m1　2　是低频增益的幅值。 项通常称为密勒电容，因为它是使　
用密勒近似＇Sedra，1991＇得到的等效电容。因为Cgd1　的大小实际上要乘以　1　加上放大器　
的增益，所以Cgd1　必须很小。
在较高频率下，当增益不比　1　大很多时，第二个极点和零点必须考虑。第二个极点的　
频率可通过假设极点是真实的并分隔很远，则分母可以表示为
s s s s2　
D s 1 1 1　
（　）=　＋ ＋ ≈　＋ ＋　
ω ω ω ω　ω　
p　1 p　2 p　1 p　1　p　2　
（9…10）
式（9…10）的系数可以与式（8…3）的分母系数等同。分母第二个极点的近似频率的方程可　
简单给出。
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g C　
m1　gd　1　
ω　≈　
p　2　
C C ＋C C ＋C C　
gs　1　gd　1　gs　1　2 gd　1　2 （9…11）
应该提到的是，密勒近似导致了第二个极点的近似频率不同且不正确。
例：在上面电路中，晶体管W/L＝100um/1。6um。假设unCox=90uA/V2 2　
，　upCox=30uA/V　，